功率MOSFET教程(第一部分)

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功率MOSFET教程（第一部分）

作者：Jonathan Dodge, P.E., Microsemi Corporation

众所周知，由于采用了绝缘栅，功率MOSFET器件只需很小的驱动功率，且开关速度优异。可以说具有“理想开关”的特性。其主要缺点是开态电阻（RDS(on)）和正温度系数较高。本教程阐述了高压N型沟道功率MOSFET的特性，并为器件选择提供指导。最后，解释了Microsemi公司Advanced Power Technology（ATP）MOSFET的数据表。 功率MOSFET结构

图1为APT N型沟道功率MOSFET剖面图（本文只讨论N型沟道MOSFET）。在栅极和源极间加正压，将从衬底抽取电子到栅极。如果栅源电压等于或者高于阈值电压，栅极下沟道区域将积累足够多的电子从而产生N型反型层；在衬底形成导电沟道（MOSFET被增强）。电子在沟道内沿任意方向流动。电子从源极流向漏极时，产生正向漏极电流。沟道关断时，正向漏极电流被阻断，衬底与漏极之间的反偏PN结维持漏源之间的电势差。对于N型MOSFET，正向导通时，只有电子流，没有少子。开关速度仅受限于MOSFET内寄生电容的充电和放电速率。因此，开关速率可以很快，开关损耗很低。开关频率很高时，这让功率MOSFET具有很高的效率。

图1 N型沟道MOSFET剖面图

开态电阻

开态电阻RDS(on)主要受沟道、JFET（积累层）、漂移区和寄生效应（多层金属，键和线和封装）等因素的影响。电压超过150V时，RDS(on)主要取决于漂移区电阻。

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图2 RDS(on)与电流的关系

高压MOSFET中RDS(on) 与电流的相关较弱。电流增大一倍RDS(on)仅提高了6%，见图2。

图3 RDS(on)与温度的关系

相反，温度对RDS(on)的影响很大。如图3，温度从25°C升高到125°C，开态电阻提高近一倍。图3中曲线的斜率反映了RDS(on)的温度系数，由于载流子仅为多子，该温度系数永远为正。随着温度的升高，正温度系数将使导通损耗按照I2R增大。

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功率MOSFET并联时，正的RDS(on)温度系数可以保证热稳定性，这是其很好的特性。然而，不能保证各分路的电流均匀。这一点容易被误解。MOSFET易于并联正是因

并且与正温度系数相结合，可避免电流独占。 为其参数的分布狭窄，特别是RDS(on)。如图4，对于任何给定的芯片尺寸，随着额定电压的增大，RDS(on)也会随之增大。

图4 归一化后的RDS(on)与V(BR)DSS的关系 对于功率MOS V型和功率MOS 7型MOSFET器件，通过对额定RDS(on)与V(BR)DSS的关系曲

线进行拟和，可发现RDS(on)增量与V(BR)DSS的平方成正比。这种非线性关系显示了降低晶体管导通损耗的可能[2]。 本征和寄生参数

JFET寄生于MOSFET结构中，见图1。这对RDS(on)影响很大，并且是MOSFET正常操作的一部分。 本征衬底二极管

衬底和漏之间的PN结所形成的本征二极管称为体二极管（见图1）。由于衬底与源极短接，无法将反向漏极电流关断，这样体二极管构成了很大的电流通路。当反向漏极电流流过时，器件导通损耗降低，这是由于电子流过沟道，并且电子和少数载流子流过体二极管。

本征衬底二极管对于需要反向漏极电流（通常称为自振荡电流）通路的电路十分方便，例如：电桥电路。对于这样的电路，FREDFET的反向恢复特性通常都得到了改善。FREDFET是Advanced Power Technology所使用的商标，用来区分那些采用了额外工艺步骤加快本征衬底二极管反向恢复特性的MOSFET。FREDFET中没有使用分离的二极管；仅仅是MOSFET的本征衬底二极管。通过电子辐射（经常使用的方法）或者掺杂铂来控制衬底二极管中少数载流子的寿命，极大地降低了反向恢复充电和时间。

FREDFET中额外工艺带来的负面影响是漏电流的增大，特别是高温时。然而，考虑到MOSFET开始工作时漏电流比较低，FREDFET带来的漏电流在PN结温度低于

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150°C时并不显著。根据电子辐射剂量的不同，FREDFET的额定RDS(on)可能比所对应的MOSFET还要高。FREDFET的衬底二极管正向压降也会稍微高于所对应的MOSFET。对于栅极充电和开关速度，两种器件性能相同。下文中，如无特别说明，MOSFET这个词既可以代表MOSFET，也可以代表FREDFET。

与分立的快恢复二极管相比，无论是MOSFET还是FREDFET，其反向恢复性能都显得很“笨重”。对在125°C工作的硬开关而言，由于衬底二极管反向恢复电流造成的开关损耗比分立快恢复二极管要高出5倍。造成这种状况的原因有两点：

1．对于MOSFET或FREDFET，体二极管的面积相同，但同样功能的分立二极管面积小很多，这样反向恢复充电效应减小了很多。

2．对于MOSFET或FREDFET，体二极管并没有像分立二极管那样对反向恢复性能进行优化。 与常规硅二极管相似，体二极管反向恢复充电效应以及时间是温度，电流随时间的变化率（di/dt）和电流的函数。体二极管正向压降，VSD，随温度的变化率为2.5 mV/°C。 寄生双极晶体管

MOSFET结构中还寄生有NPN型双极晶体管（BJT），正常工作时并不会开启。但如果BJT开启并进入饱和区，将产生闩锁效应，这时只有从外部关断漏极电流才能关断MOSFET。闩锁效应产生大量的热会烧毁器件。

寄生BJT的基极与MOSFET源极短接用来防止闩锁效应，并且如果基极悬空，会极大的降低击穿电压（对同样的RDS(on) 来说）。理论上讲，关断时会产生极高的电压变化率（dv/dt），这是造成闩锁效应的主要原因。然而，对于现代常规功率MOSFET，电路很难产生如此之高的dv/dt。

如果体二极管导通后反向关断，将产生极高的电压变化率（dv/dt），这可能会造成寄生BJT开启。高dv/dt会在器件体区产生高的少数载流子（正载流子或者空穴）电流密度，体电阻上所积累的电压足以开启寄生BJT。这也是为什么器件会对整流（体二极管反向恢复）dv/dt峰值作限制的原因。由于降低了少数载流子寿命，FREDFET器件整流dv/dt峰值要高于MOSFET器件。

开关速度

由于电容不受温度的影响，因此开关速度和开关损耗也同样不受温度影响。然而，二极管反向恢复电流却随着温度提高而增大，因此，温度效应会对大功率电路中

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的外部二极管（可以是分立二极管和MOSFET或者FREDFET体二极管）造成影响，从而影响开关损耗。 阈值电压

阈值电压，即VGS(th)，表示晶体管关断时的电压。该参数表示在阈值电压下，漏极电流可以达到多少毫安培，因此，器件工作在开与关的临界状态。阈值电压具有负温度系数，这意味着随着温度升高，阈值电压将降低。负温度系数会影响开关延时时间，因此电桥电路对于死时间有要求。

图5 传输特性

传输特性

图5为APT50M75B2LL MOSFET的传输特性。传输特性依赖于温度和漏极电流。从中可以发现，100安培以下，栅-源电压是负温度系数（给定漏极电流，随着温度升高，栅-源电压降低）。而在100安培以上，温度系数为正。栅-源电压温度系数和漏极电流何时从负值变为正值对于线性区操作十分重要。 击穿电压

击穿电压具有正的温度系数，我们将在后面的章节讨论。 短路能力

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数据表中通常不会列出抗短路能力。这是因为常规功率MOSFET的抗短路能力无法与工作于高电流密度下的IGBT或者其他器件相提并论。这样，我们通常不认为MOSFET和FREDFET具有抗短路的能力。

数据表浏览

通常使用先进探针技术（advanced probe technology，ATP）获得的测试数据来选择合适的器件并预测器件的性能。通过测试曲线，可以从一组工作状态外推到另一组工作状态。值得注意的是：测试曲线代表的是典型性能，而非最大或者最小的极端情况。测试得到的性能有时也或多或少的依赖于测试电路；采用不同的测试电路，得到的结果会有些许差别。 额定最大值

VDSS –漏-源电压

在栅源短接，工作温度为25°C时，漏-源额定电压（VDSS）是指漏-源未发生雪崩击穿前所能施加的最大电压。根据温度的不同，实际雪崩击穿电压可能低于额定VDSS。关于V(BR)DSS的详细描述请参见静电学特性。 VGS -栅源电压

VGS额定电压是栅源两极间可以施加的最大电压。设定该额定电压的主要目的是防止电压过高导致的栅氧化层损伤。实际栅氧化层可承受的电压远高于额定电压，但是会随制造工艺的不同而改变，因此保持VGS在额定电压以内可以保证应用的可靠性。 ID -连续漏电流

ID定义为芯片在最大额定结温TJ(max)下，管壳在25°C或者更高温度下，可允许的最大连续直流电流。该参数可以表示为结与管壳之间额定热阻RθJC和管壳温度的函数：

Eq 1

该式表示了可消散的最大热量，

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等于传导损耗所产生的最大允许热量，I2D X RDS(on)@TJ(max)，这里RDS(on)@TJ (max)代表最大结温下的开态电阻。 解得ID：

Eq 2

可以发现：ID中并不包含开关损耗，并且实际使用时保持管壳在25°C也很难。因此，硬开关应用中实际开关电流通常小于ID 额定值@ TC = 25°C的一半；通常在四分之一到三分之一。

ID随TC变化的曲线

管壳温度在一定范围内，根据式（2）可以获得ID随TC变化的曲线。该曲线并未考虑开关损耗的影响。图6为ID随TC变化曲线的具体实例。可以发现：某些情况下，封装是限制ID的主要原因（开关电流可以更高）：TO-247和TO-264封装的最大电流为100Amps，TO-220封装的最大电流为75Amps，SOT-227封装的最大电流为220Amps。

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图6 最大漏极电流随管壳温度的变化

IDM -脉冲漏极电流

该参数反映了器件可以处理的脉冲电流的高低，脉冲电流要远高于连续的直流电流。定义IDM的目的在于：

线的欧姆区。对于一定的栅-源电压，MOSFET导通后，存在最大的漏极电流。如图7所示，对于给定的栅-源电压，如果工作点位于欧姆区“膝”点之上，任何漏极电流的增大都会极大地提高漏-源电压（线性工作区），并最终增大导通损耗。如果长时间工作在大功率之下，将导致器件失效。因此，在典型栅极驱动电压下，需要将额定IDM设定在“膝”点之下。 设定电流密度上限防止芯片由于温度过高而烧毁。

防止过高电流流经封装引线，因为在某些情况下，整个芯片上最“薄弱的连接”不是芯片，而是封装引线。

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图7 MOSFET输出特性

考虑到热效应对于IDM的限制，温度的升高依赖于脉冲宽度，脉冲间的时间间隔，散热状况，RDS(on)以及脉冲电流的波形和幅度。单纯满足脉冲电流不超出IDM上限并不能保证结温不超过最大允许值。可以参考热性能与机械性能中关于瞬时热阻的讨论，来估计脉冲电流下结温的情况。 PD -总功耗

总功耗标定了器件可以消散的最大功耗，可以表示为最大结温和管壳温度为25°C时热阻的函数。

Eq 3

线性降低因子与RθJC的倒数成正比。

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TJ, TSTG-工作温度和存储环境温度的范围

这两个参数标定了器件工作和存储环境所允许的结温区间。设定这样的温度范围是为了满足器件最短工作寿命的要求。如果确保器件工作在这个温度区间内，将极大地延长其工作寿命。

EAS-单脉冲雪崩击穿能量

如果电压过冲值（通常由于漏电流和杂散电感造成）未超过击穿电压，则器件不会发生雪崩击穿，因此也就不需要消散雪崩击穿的能力。雪崩击穿能量标定了器件可以容忍的瞬时过冲电压的安全值，其依赖于雪崩击穿需要消散的能量。 定义额定雪崩击穿能量的器件通常也会定义额定EAS。额定雪崩击穿能量与额定UIS具有相似的意义。EAS标定了器件可以安全吸收反向雪崩击穿能量的高低。 测试电路的条件在标注中标明，EAS等于

L是电感值，iD为电感上流过的电流峰值，其会突然转换为测量器件的漏极电流。电感上产生的电压超过MOSFET击穿电压后，将导致雪崩击穿。雪崩击穿发生时，即使MOSFET处于关断状态，电感上的电流同样会流过MOSFET器件。电感上所储存的能量与杂散电感上存储，由MOSFET消散的能量类似。

MOSFET并联后，不同器件之间的击穿电压很难完全相同。通常情况是：某个器件率先发生雪崩击穿，随后所有的雪崩击穿电流（能量）都从该器件流过。 EAR -重复雪崩能量

重复雪崩能量已经成为“工业标准”，但是在没有设定频率，其它损耗以及冷却量的情况下，该参数没有任何意义。散热（冷却）状况经常制约着重复雪崩能量。对于雪崩击穿所产生的能量高低也很难预测。额定EAR的真实意义在于标定了器件所能承受的反复雪崩击穿能量。该定义的前提条件是：不对频率做任何限制，从而器件不会过热，这对于任何可能发生雪崩击穿的器件都是现实的。在验证器件设计的过程中，最好可以测量处于工作状态的器件或者热沉的温度，来观察MOSFET器件是否存在过热情况，特别是对于可能发生雪崩击穿的器件。

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IAR-雪崩击穿电流

对于某些器件，雪崩击穿过程中芯片上电流集边的倾向要求对雪崩电流IAR进行限制。这样，雪崩电流变成雪崩击穿能量规格的“精细阐述”；其揭示了器件真正的能力。