基于新型自抗扰控制的vienna整流器控制策略

基于新型自抗扰控制的VIENNA整流器控制策略袁东林，邵如平，许文钱，邹佳佳(南京工业大学，电气工程与控制科学学院，江苏南京211816)摘要：针对VIENNA整流器釆用传统比例积分控制存在动态响应慢、抗干扰能力差等问题，提出自抗扰和滑模 控制相结合的复合控制，将滑模控制中的滑模面和切换律引入自抗扰控制器中，设计了基于改进的自抗扰控

制的VIENNA整流器电压外环控制器，釆用切换律的概念，以获取整流器系统的主输出，增强了 VIENNA整流 器的抗干扰性并提高了系统的稳定性。仿真和样机验证了该控制策略的可行性。关键词：整流器；滑模；自抗扰；切换律中图分类号:TM461 文献标识码：A 文章编号：1000-100X(2019) 12-0102-04Research on VIENNA Rectifier Control Strategy Based on

New Active Disturbance Rejection ControlYUAN Dong-lin , SHAO Ru-ping, XU Wen-qian , ZOU Jia-jia(Nanjing Tech University, Nanjing 211816, China)Abstract: For the VIENNA rectifier, the traditional proportional integral control has the problems of slow dynamic re­

sponse and poor anti-interference ability. A compound control combining anti -interference and sliding mode control is

proposed to introduce the sliding mode surface and the switching law in sliding mode control into the anti・interfer- ence.In the controller, the VIENNA rectifier voltage outer loop controller based on improved auto disturbance rejection

control is designed.The concept of switching law is adopted to obtain the main output of the rectifier system which enhances the anti-interference of VIENNA rectifier and improves the stability of the system.Simulation and prototyping verify the feasibiliky of this control strategy.Keywords : rectifier ； sliding mode ； auto disturbance rejection ； switching law1引言随着新能源汽车不断增加，人们对新能源汽

车的充电技术有了新的研究。VIENNA整流器相 比传统整流器，在相同的水平下，减少了开关器

扰的数学模型，重新构造了具有光滑特性的切换

律函数，设计了 S-ADRC。新型状态观测器估计总 系统干扰并产生干扰补偿量以形成最终控制量，

生成期望电压。件，降低开关电压应力，开关损耗更少，功率密度 高，输入电流谐波含量低此外它还具有提高

输入电压和使功率因数接近1的能力，广泛应用

2 VIENNA整流器的建模图1为三相VIENNA整流器拓扑示意图，厶

于新能源汽车充电机的前级整流⑷。当釆用滑模

为Boost状态下的滤波电感，C「C2为直流侧电容， VJ,(x=a,b,c,y=p,n)是由两个全控型开关器件反 向并接而成的双向开关管，血,见,从为三相交流输

入电压,R为负载电阻。控制时，系统对参数的变化不敏感，控制律简单，

动态响应快同，但其开关频率较高，更容易产生抖

动；采用传统自抗扰控制，快速响应不够，其对参

数设计要求繁琐，不易实现⑸。针对传统比例积分(PI)控制的缺陷并结合滑 模与自抗扰优缺点，此处提出了将带切换律的自 抗扰控制器(S-ADRC)应用于VIENNA整流器的

电压外环控制。此处基于VIENNA整流器及自抗

图1 VIENNA整流器拓扑结构定稿日期:2019-04-25作者简介：袁东林(1992-),男，河南周口人，硕士研究生， 研究方向为非车载充电机设计。Fig. 1 VIENNA rectifier topology structure为方便研究分析，假设所有开关器件均为理

102基于新型自抗扰控制的VIENNA整流器控制策略想器件,%,%分别为输出侧上、下电容的电压，

设两电容的电容值相等，则两电容上的电压值相

等，即：\\ = \\Ua \\=UJ2,由此得到在三相静止 a,b,c坐标系中VIENNA整流器数学模型为：LdijdtSgp-ALdijdt=-Rib_〃C1Sbp-4+UaSm-B(1)LdijdtJc ._Scp-A _一S『B .式中：S” 为开关函数;/1=( SjSg+S® )/3 ；B=( S^+Sm+S\" )/3。3 S-ADRC控制策略3.1 ADRC的基本原理自抗扰控制器(ADRC)是1998年中国科学院

研究员韩景清针对非线性不确定系统提出的非线 性控制技术。其优势在于克服了经典PID缺陷(包 括工程控制实践中常常使闭环系统的反应迟钝、

容易产生振荡和控制量饱和等负面作用)。ADRC由3部分组成：线性跟踪微分器(TD)、

线性扩张状态观测器(LESO)和非线性状态误差 反馈控制律冏，如图2所示。图2 ADRC结构图Fig. 2 Structure of the ADRC设具有输入干扰的非线性不确定系统表示为：x=f(x, x , t^+bu+w^t) , b MO (2)式中为系统的不确定动态函数(系统的不确定 函数)；X为输出量；6为控制输入增益；U为输入量；如“) 为系统未知的有界外部扰动。扩张观测器跟踪系统外部和内部的总扰动， 并给出准确的估计补偿。扩张观测器的表达式为：• e=Z|-y, Z|=Z2-0e

(3)”、,Z2=z3-/32fa(.e ,at,8)+bu, z3=-/3mf.(e ,a2,8)式中:f.为非线性函数，当|e| W5时,/(e,a,5)=e/\"T,当 |e | >8 时,/(e,a,d)=|e| \"sign(e) ,a 为可调参数，5 为滤波

因子；0[,02,0(1,012为可调参数。TD用来获取微分信号，降低初始误差。则：-

(4).v2=-rsign[v1-t>+t)2|t)2 |/(2r)]式中：r为反映跟踪微分器变化规律的特征参数；e为误差 信号；”“如分别为跟踪微分器获取相对应的阶次微分信

号量；0为输入给定参考值。非线性组合部分给出扰动分量的补偿，则： ei=S-Z|, e2=v2-z2, u=uo-zjb

Uo=0/(ei,ai,5)+02/(e2,a2,5)3.2

复合控制器S-ADRC的设计在复合控制方案中，结合滑模控制中光滑函

数面的思想，构造成新型非线性状态误差反馈函

数卩切。控制中加入抗抖动因子，根据滑模面处处

光滑的特点，该抗抖动因子能够根据输出的不同

跟踪调节函数补偿系统扰动损失，起到抗抖动的

作用，弥补不足。将系统的不确定动态和未知扰动

部分设定为系统的扰动总和，根据线性系统理论

则式(2)可表示为：x=j[x ,x ,w{t} ,t]+bu=f+bu

(6)式中：/为系统的扩张状态。由式(5)进行非线性组合，得到的主输出部分

uoo此处对非线性组合部分进行了改良，引入滑模 变结构控制中的控制律概念，将系统输入信号与

观测信号所对应的差值(e,,e2)作为获得控制器主

输出部分的状态量。在满足Lyapunov稳定性的条 件下设计滑动模态和控制律，获得\"。,扩张状态观

测器获得所有的状态和总扰动的观测值，继而得 到滑模面的表达式为：S=&31-Zi)+E2(”2-Z2)

(7)式中:靳，&为常数。在扰动补偿控制部分的设计中，引入抗抖动 因子，使得扰动补偿控制部分改变，存在一个“扰

动缓冲区”，来减弱电流的抖动。其控制律U。的具 体表达式为：u0=ks/( | +a)+^

(8)式中：A为常数；b为抗抖动因子；QO为满足滑模面的可

达到条件，以使得打<0成立。故可得到最终的扰动补偿表达式为：

u=-zn+l/b+uo

(9)3.3 VIENNA整流器的S-ADRC的设计此实验采用双环控制，电流内环采用普通的 PI控制，这里不再赘述叫叫 基于S-ADRC的电压

外环控制VIENNA整流器控制算法如下。假设VIENNA整流器没有损耗，根据瞬时功

率守恒原理得：3(e@d+e』)2=U&(CdU&/dt+U^R) (10)令u=U^,为保证整流器以单位功率因数运

行，设话0,则可得：u=3ejJC-2ul(RC)

(11)设为式(6)中系统内部动态、未知 的外部干扰以及未建模动态的总和，则可得：u=f[u ,w(t) ]+3e/rf/ C (12)103第53卷第12期电力电子技术2019年12月Power ElectronicsVol.53, No. 12December 2019基于式(12)进行VIENNA整流器的自抗扰控 采用S-ADRC和传统ADRC进行比较。如图4b 所示，在0.08 s时直流输岀电压跃升到500 V,采

用S-ADRC系统经过8 ms到达新的稳态，而对于

制的设计，对于一阶线性微分方程，由于ADRC是 非线性控制，参数多，控制不确定性较大，所以，需

要将ADRC进行简化处理，以减少控制参数数量， 并使其仍具有良好控制能力。e=z,-u, z i=z2+Pift(ei ,8)+bij

.Z2=02_A(ei,Ot2,$)传统ADRC需要15 ms才稳定。在0.12 s时直流

输出电压再突降到400 V.S-ADRC在10 ms内就 已稳定，传统ADRC需要20 ms才到达新的稳态。(⑶在t=0.1 s时,令负载电阻由50 Q突变为25 0。

式中：为U的估计值；Z2为系统扰动估计值。如图4c所示，可见突变时直流侧电压输出平滑，

对于一阶被控对象，为保证扩张状态观测器 的响应速度大于扩张系统的响应速度，观测器带

过渡过程中直流输出电压压降为15 V,系统经过

7 ms后到达新的稳态。而传统ADRC电压跌落为 25V,需要12 ms才能到达新稳态。系统的抗干扰

宽S应大于控制系统带宽処的2倍。TD用于给定直流输出电压值，以便进行适 当地转换。性得到验证。U\\=u2, u2=-rsign[ul-u+u2\p":{"h":14.99,"w":17.258,"x":300.975,"y":398.095,"z":110},"ps":{"_scaleX":0.766},"s":{"font-size":"15.005 |/(2r)] (14)式中：如为过渡过程，如为坷的导数。带切换律的非线性组合设计中 ,电压外环的控制表达式为：(s=31(u1-z1)+32(u2-z2)

\\id=ks/( |s | +cr)+g式中必为可调参数。(15)扰动补偿表达式为：订=亦-Z2/61(16)式中：i,为d轴电流的给定值。基于S-ADRC算法控制的VIENNA整流器系 统框图如图3所示。eaUci图4仿真波形Fig. 4 Simulation waveformsC.：VIENNA整流器c2：L-©4UcL ia7b«b—_»| a,b,c/d,q |A15 实验为进一步验证控制方案的有效性，搭建了一

台基于TMS320F2808控制芯片的VIENNA整流器

|svpwnT| f两P【控制尸f|d：g/a的/Uq'Ud ■'---------------1Cdc样机。控制器部分参数:厲=200,伐=9 500,8=0.4,

«2=0.35,5=0.03 J=100o 图 5 为实验波形。IS-ADRCCZZ^y图3 VIENNA整流器控制算法结构框图Fig. 3 VIENNA rectifier control algorithm block diagram4仿真结果为验证该方案的可行性，在Matlab/Simulink

环境下搭建仿真。交流相电压的有效值为220 V/ 50 Hz,开关频率20 kHz,输入电感厶=2.8 mH；输

£

-<0-5

//(0.01 s/格)(a)稳态下(建

>00

一

出电容G=C2=1 500 |xF,直流输出电压400 VoW图4a显示稳态运行下，直流输出直流电压和 a相交流相电压电流在20 ms内到达稳定状态，相 电流很好地跟踪相电压，且同相位。经检验系统功

率因数为0.99,实现了单位功率因数校正。//(0.01 s/格)(b)负载突变时Sc和ia//(0.01 s/格)(c)负竅突变时“a和ia图5实验波形Fig. 5 Experimental waveforms104基于新型自抗扰控制的VIENNA整流器控制策略如图5a所示，稳态运行下，直流输出电压与 网侧交流a相电流跟随性好，纹波小，电压值稳 定。a相电流为稳定正弦波。图5b为负载突变时

[4]

ctifier Midpoint Potential and Control Method [J].Procee­ding of the CSEE,2013,33( 15) ：29-37.马 辉，谢运祥.基于滑模变结构的Vienna整流器新

直流输出电压波形和a相输入电流波形，可见负 载突变时电流经冲击后快速恢复到达新的稳态，

型双闭环控制策略研究[JJ.电工技术学报,2015,30(12)：

143-151.[5]

YAO Yunqi, HUANG Xiping.Research on VIENNA Re­

输出直流电压具有快速响应并到达新的稳定状

ctifier Based on Active Disturbance Rejection Control [A]. 13th IEEE Conference on Industrial Electronics and Ap­

态。如图5c所示，负载突变前后，a相输入电压、 电流始终保持同相位，且为正弦波。[6]

plications [C]. 2018 :299-304.6结论将带切换律的自抗扰控制器应用于VIENNA 整流器的电压外环控制，新型控制器实现了对实

左丹.基于频域模型的ADRC参数整定及其在精密 控制中应用研究[D].成都：中国科学院研究生院(光 电技术研究所),2016.[7] XIA Yuanqing, FU Mengyin , DENG Zhihong, et al.Rec­ent Developments in Sliding Mode Control and Active

际工程中参数摄动和电源扰动等干扰补偿，且兼 具两种控制方法的优势。仿真和样机实验表明该

方法的可行性和有效性，同时系统的抗干扰能力 和闭环性能得到提升，具有一定的工程应用价值。[9]

Disturbance Rejectioncontrol [J]. Control Theory & Appli­cations, 2013 , 30(2) ： 137-147.[8] Ma H , Xie Y , Shi 乙Improved Direct Power Control for

Vienna-type Rectifiers Based on Sliding Mode Control [J].

IET Power Electronics, 2015,9 (3): 427-434.李大字，李 憧，靳其兵.不确定系统的滑模与自抗扰

参考文献[1]

李胜，程浩.高功率因数VIENNA整流器的研究

控制方法[J]•上海交通大学学报,2016,50(6):917-

922.与设计[J].电力电子技术,2018,52(10):84-89.[10] 郭源博，周 鑫，张晓华，等.三相电压型脉宽调制整

流器的自抗扰控制[J].电力系统自动化,2011,35(16)： 87-93.[2] 李少林，刘宏，李志斌.Vienna整流器单周控制技术

研究[J].电子科技,2013,26(1):115-117.[3] WEI Zheng, CHEN Xin , FAN Yi, et al. Analysis of Sing­

le-cycle Controlled Three-phase Three-level VIENNA Re-[11] 尹忠东，汪 沛.基于自抗扰控制的电动汽车快速充

电纹波抑制方法[J].电力建设,2017,29(6):52-58.(上接第101页)能力，使之成为理想的磁链观测器。

[4] Liu Tzu-Chi ,Zhu Z Q, Liu Jiaming.Improved Rotor Posi­tion Estimation in Sensorless-controlled Permanent-mag - net Synchronous Machines Having Asymmetric-EMF With

单FLL结构综合利用了 a,0轴的频率误差信息，

简化系统结构的同时削除了估计频率的2倍频

分量。仿真和实验结果表明，所提策略具有宽速域

(可低至额定转速的3.3%)、参数变化不敏感、参 数易于整定，且算法简单易实现等优点，特别适

Harmonic Compensation[J].IEEE Trans, on Industrial Ele­

ctronics ,2015,62(10)：6131-6139.[5] Zhao Rende , Xin Zhen , Poh Chiang Loh , et al. A Novel

Flux Estimator Based on Multiple Second Order Gener­alized Integrators and Frequency Locked Loop for In­

用于转速开环起动的宽速域应用场合。duction Motor Drives[J].IEEE Trans, on Power Electron­ics, 2017,32( 8) ： 6286-6296.参考文献[1]

姚光耀，谭国俊，吴翔，等.基于自抗扰控制器的 PMSM无传感器控制[J].电力电子技术,2018,52(2)：

[6] 辛振，赵仁德，陈晨，等.基于双二阶广义积分器-

锁频环的异步电机同步角频率估计方法[J].中国电机

工程学报，2014,34(27):4676-4682.50-53.[7] Pedro Rodrfguez, Alvaro Luna, Ignacio Candela, et al.Mul-

tiresonant Frequency-locked Loop for Grid Synchroniza­tion of Power Converters Under Distorted Grid Conditi-

[2] Sungmin Kim , Seung - Ki Sul. Sensorless Control of AC

Motor: Where Are We Now?[A].2011 International Con­ference on Electrical Machines and Systems [C].2O11 :

ons[J].IEEE Trans, on Industrial Electronics,2011,58(1):

12389701.127-138.[8]

Lennart Hamefors, Hans-Peter Nee. A General Algorithm

[3] Boldea I, Paicu M C , Andreescu G D. Active Flux Con­

cept for Motion -sensorless Unified AC Drives [J]. IEEE

for Speed and Position Estimation of AC Motors[J].IEEE Trans, on Industrial Electronics, 2000,47( 1 ) ： 77-83.Trans, on Power Electronics, 2008,23(5): 2612-2618.

105